FXLP34 是一个单一转换器，具有两个独立的供电电压：V CC1 输入平移电压和V值 CC 用于输出平移电压。FXLP34 是 onsemi 超低功耗（ULP）系列产品的一部分。该器件的工作频率为V。 CC 电压范围为1.0V至3.6V，适用于需要超低功耗的便携应用。内部电路由最小的缓冲级组成，以实现超低动态功率。FXLP34独特地设计以优化功率和速度，采用先进的CMOS技术制造，实现高速运行同时保持低CMOS功耗。
电压翻译器，或有时称为“电平转换器”，允许不共享公共 VCC 域的信号耦合。例如，从 1.0 V 设备生成的信号可能需要连接到 3.3 V 设备。在图 1 中，FXLP34 电压翻译器可用于将 1.0 V 信号从设备 A 转换为设备 B 的 3.3 V 信号。
图 1 的电压翻译在设计中简单易于实现。只要翻译器的 VCCA 引脚与设备 A 的 VCC 一致，翻译器的 VCCB 引脚与设备 B 的 VCC 一致，并且 VCCA 和 VCCB 在各自的规定工作电压范围内；设备 B 会自动从设备 A 接收有效的 3.3 V 信号，即使设备 A 仅生成 1.0 V 信号。FXLP34 翻译器在 VCCB 等于 3 V 时提供 2.6 mA 的直流驱动。图 1 的翻译器仅限于从设备 A 到设备 B 的电平转换。该翻译器被视为单向的。一些电平转换应用需要双向功能，如图 2 所示。
图 2 的 FXLH1T45 翻译器提供双向电平转换，方向由 DIR 引脚决定。如果 DIR 为低，设备 B 向设备 A（接收器）发送。如果 DIR 为高，设备 A 向设备 B（接收器）发送。为了最小化总线争用，设备 A 和设备 B 应在方向变化期间禁用（3 状态）各自的 I/O 引脚。FXLH1T45 在输出 V CC 等于 3 V 时提供 18 mA 的直流驱动。图 2 的双向翻译器在某种程度上是有限的，因为方向控制的负担在设备 A 或设备 B 之间。这个限制导致了图 3 中“自动方向”翻译器的创新。
图 3 的自动方向翻译器不需要方向引脚。它通过专有的总线保持电路在设备 A 和设备 B 之间执行自动双向电平转换。
图 4 说明了总线保持电路的基本功能。基本上，动态驱动器是一个强驱动器，电流在 20 mA 到 30 mA 之间（取决于 V CC），在检测到 A 或 B 上的低到高或高到低边缘后，暂时开启约 10 到 40 ns。在动态驱动器关闭（超时）后，一个较弱的驱动器保持动态驱动器之前传递的状态。这个弱的总线保持驱动器保持这个状态，直到下一个外部 A 或 B 侧的低到高或高到低转换被感知。通常，需要 500 μA 的外部源或吸收电流来通过外部设备覆盖总线保持。强大的动态驱动器快速充电和放电电容传输线。这个动态驱动器设计用于驱动 50 pF。在总线保持状态下关闭动态驱动器时，功耗最小化，I CC 小于 10 μA。
图 5 显示了总线保持自动方向架构的详细视图。当 OE = high时，A 和 B 上的边缘检测器感知任何端口的转换，以覆盖当前保持的状态。当一个边缘检测器感知到转换时，这个边缘检测器关闭另一个边缘检测器，设置适当的方向，然后触发该方向的动态驱动器。这个动态路径由图 5 中的橙色箭头表示。动态驱动器开启约 10 ns 到 40 ns。当动态驱动器关闭且输出状态改变时，“保持器”继续以 100 μA 到 500 μA 的弱驱动强度保持此状态，具体取决于参考的 VCC。这个保持路径或循环由实心橙色箭头表示。在这个保持状态下，两个边缘检测器都会被启用。当 OE = low时，A 和 B 彼此断开，两个边缘检测器都被禁用。A 和 B 由“保持器”保持在其当前状态。这些保持路径或循环由实心绿色箭头表示。
总之，A 和 B 上的“保持器”是负责保持当前电压状态的弱驱动器。A 和 B 端口的动态驱动器（带超时）是负责强力驱动由边缘检测器电路感知的新状态的强驱动器。MUX 负责改变总线保持的所有权。当启用时，A 保持 B 端口，B 保持 A 端口。如果禁用，A 保持 A 端口，B 保持 B 端口。
强输出驱动器在LH / HL转换期间的强度由图6中的动态输出电流HIGH / LOW (IOLH, IOHD)图捕获。由于强输出驱动器仅在LH/HL转换期间开启，因此实际驱动电流难以直接测量。用以下公式近似驱动电流：
其中 CIO = 典型的集中电容，VCCO 是输出驱动器的供电电压。图6描绘了具有4 pF集中负载电容的自动方向总线保持架构的典型动态输出电流。总线保持动态驱动器设计为驱动最小50 pF。
除了上述AC参数 (IOHD 和 IOLD) 外，还有三个与总线保持电路相关的基本DC参数：
II(HOLD) : 总线保持输入最小驱动电流
II(ODH) : 总线保持输入过驱高电流
II(ODL) : 总线保持输入过驱低电流
指定总线保持驱动器可以源/吸收的最小电流量。总线保持最小驱动电流 (IIHOLD) 依赖于 VCC，并在数据表的DC电气表中保证。其目的是在动态驱动器超时后保持有效状态，但在建议数据转换时可以被覆盖。
指定在方向变化时，外部设备所需的最小电流量以过驱总线保持。总线保持过驱 (IIODH, IIODL) 依赖于 VCC，并在数据表的DC电气表中保证。
自动方向总线保持架构非常适合推/拉驱动器环境，不应在使用上拉电阻的开漏环境中使用。上拉电阻与总线保持电路冲突，导致不必要的行为。为了在使用上拉电阻的开漏环境中提供自动方向特性，需要如图7所示的混合驱动器架构。
I2C 是开漏电平转换的非常常见应用，并且是混合驱动器架构设计的推动力。FXMA2102 I2C / SMBUS翻译器 (图8) 使用图7的混合驱动器。
FXMA2102专为高性能电平转换以及I2C应用中的缓冲/中继而设计。图7显示，每个双向通道包含两个串联的N型通路开关和两个动态驱动器。这种混合架构在I2C应用中极为有益，尤其是在需要自动方向切换的场景中。例如，在以下三种I2C协议事件中，总线方向需要在主机和从机之间切换，且不会出现边沿：
时钟拉伸（Clock Stretching）
从机的ACK位（第9位 = 0）跟随主机的写位（第8位 = 0）
时钟同步和多主仲裁（Clock Synchronization and Multi-Master Arbitration）
如果在主机和从机之间存在一个I2C转换器，那么在A和B端口均为低电平时，I2C转换器必须改变方向。N型通路开关可以非常高效地完成这一任务，因为当A和B端口均为低电平时，N型通路开关在两个端口（A和B）之间充当低电阻短路。由于I2C采用开漏拓扑结构，I2C主机和从机并非推挽驱动器。逻辑低电平是“拉低”（Isink），而逻辑高电平是“释放”（3态）。例如，当主机释放SCL（SCL始终来自主机）时，SCL的上升时间主要由RC时间常数决定，其中R = RPU（上拉电阻），C = 总线电容。如果在此示例中将FXMA2102连接到主机，并且在B端口有一个从机，那么在任一端口的VCC/2阈值达到之前，N型通路开关会在两个端口之间充当低电阻短路。在RC时间常数达到任一端口的VCC/2阈值后，端口的边沿检测器会触发两个动态驱动器，分别驱动其端口从低电平到高电平（LH）方向，加速上升沿。最终的上升时间类似于图9中的示波器截图。实际上，在上升时间中出现了两个不同的斜率。第一个斜率（较慢）是总线的RC时间常数。第二个斜率（快得多）是动态驱动器加速边沿的结果。如果转换器的A和B端口均为高电平，则由于两个N型通路开关均关闭，A和B端口之间存在高阻抗路径。如果主机或从机设备决定将SCL或SDA拉低，该设备的驱动器会将SCL或SDA拉低（Isink），直到边沿达到A或B端口的VCC/2阈值。当任一A或B端口阈值达到时，端口的边沿检测器会触发两个动态驱动器，分别驱动其端口从高电平到低电平（HL）方向，加速下降沿。自动方向混合驱动架构旨在驱动最小400 pF的负载。400 pF是I2C段的最大电容。图9中的FXMA2102示波器截图显示，在600 pF的集中负载和2.2 kΩ的外部上拉电阻下，（30% – 70%）的上升时间为112 ns。根据I2C规范，快速模式（400 kHz）下的最大上升时间为300 ns，因此FXMA2102是I2C应用的有力选择。
虽然总线保持自动方向架构不能用于开漏环境，但混合驱动架构可以用于开漏环境以及推挽环境，只要在A侧和B侧IO上存在上拉电阻。
本说明讨论了三种不同的双向电平转换架构：
带方向引脚的双向
带总线保持的自动方向
带混合驱动的自动方向
在讨论的三种双向电平转换架构中，开漏环境中的自动方向混合是最慢的。这是由于在边缘速率加速器触发之前，固有的带宽限制，LOW到HIGH转换的RC时间常数。考虑到推挽环境，所有三种双向架构表现出相似的带宽，主要受各自V CC转换组合的限制。大多数翻译器数据表发布最大数据速率与V CC组合。最坏情况下的数据速率通常是在V CCA/B处于其最低额定值时。
在某些情况下，应用可能需要非常快的方向变化延迟。两种自动方向架构；总线保持和混合，提供较慢的“方向变化时间”（典型为40 ns）与需要方向引脚的双向架构（典型为4 ns）相比。如果快速方向时间至关重要，并且系统可以提供方向引脚控制，那么带方向引脚的双向架构可能是比自动方向架构更好的选择。例如，图10中的应用说明了一个专有的芯片到芯片接口，其中时钟需要在60 MHz下从1.2 V转换到3.3 V的单向电平转换。同时，数据信号需要在60 Mbps（30 MHz）下双向从1.2 V转换到3.3 V。方向变化需要在一个时钟周期内或16.7 ns内发生。对于该应用，FXL2TD245是比总线保持型自动方向翻译器（如FXLA102）更好的选择，因为FXL2TD245的方向变化速度更快。
图11中显示的仿真（最坏情况慢过程和−40 °C温度）摘录，假设负载为5 pF||10 kΩ，揭示FXL2TD245在一个16.7 ns时钟周期内成功改变方向。
图12是集成LDO的FXL4555 SIM卡控制器/翻译器的框图。VSEL引脚控制卡口电压为1.8 V或3 V，具体取决于插入的SIM卡。根据ISO7816-3 SIM卡规范，I/O通道是双向开漏，而CLK和RST通道是单向推/拉。因此，FXLP4555设计有两个单向翻译器用于CLK和RST，以及一个混合自动方向翻译器（带内部上拉电阻）用于I/O通道。
自动方向总线保持架构适用于推挽应用，例如SPI。自动方向总线保持架构不推荐用于使用上拉电阻的开漏环境。
9. SPI 应用
图13是FXLA104 SPI翻译器的框图。SPI是一种4位、非开漏的芯片对芯片通信协议，通常运行在5 MHz – 20 MHz。与I²C和SMBUS相比，SPI速度更快，但使用更多引脚，并且每个从设备需要专用的从设备选择（SS）引脚。I²C和SMBUS运行速度较慢（400 kHz），但只使用两个引脚，并且可以级联多个从设备以及多个主设备。根据VCC组合，FXLA104将SPI应用的电平从1.1 V – 3.6 V的20 MHz提升到70 MHz。
附：最新版数据手册（Datasheet）直接下载：
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